关键字 功率因数校正；连续导通模式；Bridgeless-Boost；Halfbridge-Boost；共模干扰
A Comparison of Bridgeless-Boost and Halfbridge-Boost Topologies
LI Han1, Wang ZHI-qiang1，Wu Shuang2
(College of Electrical power, South China University of Technology, Guangzhou Guangdong 510640, China)
(Hubei Electric Power Transmission and Distribution Engineering CO P.R，430063，China)
Abstract By omitting diode bridge rectifier, the Bridgeless-Boost and Halfbridge-Boost topologies in the continuous conduction mode (CCM) can reduce on-state loss, and improve efficiency around 1%than the conventional Boost-PFC. The mechanism of common mode noise in Bridgeless-Boost is analyzed. A new control strategy for Halfbridge-Boost is proposed, and is testified by simulation and prototype.
Keywords power factor correction (PFC); continuous conduction mode (CCM); Bridgeless-Boost；Halfbridge-Boost；common mode noise.
1 引言
在大中功率应用中，连续导通模式(CCM)的Boost-PFC 拓扑，结构简单，输入电流脉动小，是成熟的，得到了应用广泛[1]。其缺点是电路工作时，始终有3只半导体器件存在导通压降，在大电流状态下损耗较大。近年来，由传统Boost-PFC衍生出两种无桥拓扑，Bridgeless-Boost 和Halfbridge-Boost。它们省略了Boost-PFC前端的整流桥，减少了一只二极管的通态损耗，提高了效率。
下面研究比较了这两种无桥拓扑，进行了分析,在对其工作模态、控制方式及优缺点进行了在原理分析的基础上，提出了Halfbridge-Boost 拓扑一种新的控制方式，并作了仿真和试验的验证。
2 原理分析
图1(a)为电容滤波整流电路，以MOSFET替换整流桥中两个二极管，即可构成无桥拓扑。图1 (b)为Bridgeless-Boost，图1(c)为Halfbridge-Boost，两者拓扑结构类似，与传统Boost-PFC 相比，它们的电流回路减少一个二极管，可提升1%的效率。下面分别对这两种拓扑工作原理进行分析。
2.1 Bridgeless-Boost 拓扑
图1（b）中，D1，D2为快恢复二极管。MOSFET开关管Q1，Q2分别充当两个Boost变换器主开关，在交流输入电压的正负半周交替工作，可采用传统Boost-PFC 的控制策略。两MOSFET共源极，并与直流侧地相连，因此驱动毋需隔离，可直接利用Boost-PFC控制芯片同时驱动两管。
根据输入电压的正负半周，Bridgeless-Boost 拓扑可分为两个工作模态（图2）。
模态一：输入电压正半周，电感电流为正方向。Q2的体内二极管始终导通，二极管D2截止。Q1，D1充当Boost-PFC 的开关管和续流二极管。VN为中线电压，有关系式VN=Va=VGND。
模态二：输入电压负半周，电感电流为负。Q1 的体内二极管始终导通，二极管D1截止。Q2，D2 组成Boost-PFC 结构。有Va=VGND，因为是浮动电压，所以VGND 的幅值与开关管Q2 的状态有关。当Q2 开通，VGND=Vb= VN；当Q2 关断，二极管D2 续流，VGND=VNVc。可知VGND为与Q2开关频率相同的高频方波电压，峰峰值为Vc≈400V。
由于直流母线与大地之间存在的寄生电容C1，C2（图2 中虚线所示），VGND以电流i=C×dvdt 对电容C1，C2充电。由上文分析可知幅值很大，与开关频率相同。因此C1，C2可等效为两个高频共模干扰源。
有关Bridgeless-Boost拓扑的文献较多[2]。研究表明只要略微改进外围采样电路，它就能使用传统Boost-PFC芯片控制，但它所产生的共模传导EMI比传统Boost-PFC约高出10dB。
2.2 Halfbridge-Boost拓扑
如图1(c)所示，两开关管Q1，Q2 组成半桥桥臂，驱动需隔离，驱动信号互补。同样，根据输入电压的正负半周，Halfbridge-Boost拓扑可分为两个工作模态见（图3）。
模态一：输入电压正半周，电感电流为正。二极管D1 截止，D2 导通。开关管Q2和Q1 的体内二极管构成Boost-PFC结构，Q1开通起到同步整流的作用。有关系式:VN=VGND。
模态二：输入电压负半周，电感电流为负。二极管D2 截止，D1 导通。开关管Q1和同步整流管Q2 构成Boost-PFC结构。有VGND=VN- VC。
[NextPage]
综合两个模态，VGND 为工频方波，EMI 影响很小。Halfbridge-Boost传统控制方法采用滞环控制[3~4]，需要使用乘法器和采样输入电压信号，开关频率不固定，动态响应慢，而且只能采用分立电路，没有功能完善的集成控制芯片。
Halfbridge-Boost 本质上工作在Boost-PFC 状态，但主开关随着输入电压极性而切换。因此，可以利用现有的Boost-PFC控制芯片，但必须附加一定的控制逻辑，以抵消拓扑结构的影响。
令PFC控制芯片输出信号为G，两互补开关管驱动信号分别为Q1，Q2，，有关系Q1=Q軍2。输入电压为Vi，对其过零比较得到信号Z，推导得到逻辑关系式(1)。
3 仿真和试验结果
应用SIMetrix 仿真软件对单周期控制(one-cyclecontrol)的Halfbridge-Boost拓扑进行仿真图4（a、b），验证了关系式(1)。并采用IR1150IS单周期控制PFC芯片制作了100W实验电路。
图4（c）为实验电路波形。图中1通道为芯片电流采样波形，2通道为输入电压波形。显示出电流呈功率因数很高的正弦波。而图4(c)显示了输入电压和对其过零比较得到信号Z之间的关系。图4(d)为与实验电路对应的仿真结果。
对比试验和仿真波形可发现，实验电流采样信号叠加有高频噪声。分析其Halfbridge-Boost 结构可知，由于拓扑利用MOSFET寄生二极管作续流二极管，其典型反向恢复时间trr≈300ns，即使使用具有快恢复特性寄生二极管的第五代高性能MOSFET trr≈100ns。Bridgeless-Boost 中使用的超快恢复二极管的相比，仅有几十ns 的反向恢复时间。因此Halfbridge-Boost 必然会产生更大的电流尖峰和开关损耗。
4 结论
在EMI要求不严格的场合，Bridgeless-Boost拓扑以其结构简单，控制可靠，高效率成为替代传统Boost-PFC的首选。但其EMI共模干扰为结构性难题，在不增加拓扑结构复杂程度的前提下难以克服。而随着功率器件的发展和控制集成化，Halfbridge-Boost 拓扑表现出发展的潜力。
